接插件市場隨著需求量變大，競爭愈加激烈，接插件的設計在增加其使用壽命的同時，還需要尋找性價比最高的原材料，以最大的空間來降低接插件廠家的生產成本。在這個背景下，這些趨勢的綜合結果使得接插件的銅合金材料等，在工作特性中更是接近其性能極限。
初始接觸力是接插件設計和材料特性的一個重要因素。如果接插件接觸力低于某一臨界水平，則接觸件會出現功能失效，因為在接觸件中，彈性變形會轉變成塑性變形，故應力釋放會導致接觸力的減小。因此，在預測作為時間和溫度相關函數的應力釋放，自然就成為確保接插件可靠性的關鍵因素。
接插件采購網小編為大家講解下應力釋放數據的相關知識：
應力釋放數據是接插件設計師預測電子接插件使用壽命的一個有效工具，它是根據現有的數據來對接插件接觸材料做出選擇的決策?，F在很多產品的壽命周期的數據都是不夠清晰的，尤其是計算機領域。不僅如此，這項技術還是能縮短產品開發周期和有效期的一個有力數據。
現在大多數接插件設計人員采用應力釋放數據主要是以此來根據應用，要求縮小接觸件材料的選擇范圍。還有許多設計人員也正在尋求適當的試驗方法，以更準確地預測接插件使用壽命的特性。這樣可以大大減少試驗所需的樣品數量，以及測試眾多樣品所帶來的相關成本。
下面是在應力釋放測試試驗中得出了一些結論：
一、測試時間適當延長
當應力作為測試時間的一個相關函數時，經常會發現斜度出現了變化。因此，測試時間應該適當長一些，以獲取這一特性。當測得的數據與溫度存在一定的相關性時，將現有的數據線性推廣到較長的測試時間是非常有用的。所存在的不足之外是：當試驗時間超出規定時，有時會發生斜度轉折，而且在其它溫度下也無法預測其性能。
二、準確預測應力釋放是接插件設計的關鍵所在
促使接插件的工作性能更趨于合金性能極限的因素可能還將會繼續存在。這表明準確預測應力釋放是接插件設計的關鍵所在。由帶材所獲數據存在一定的局限性，由于打彎是在接插件制造過程中完成的，所以它沒有反映出任何負面影響。銅帶的軋制可以模擬接插件的制造，其作用與
C7025和 C17410 性能相反。
三、超出該測試溫度范圍的時候，不能用拉森-米勒參數
在單個圖示中，繪制各種溫度下的數據曲線時，拉森-米勒參數非常有用。這一方法對于預測材料在已完成的和預計進行的短期試驗的兩溫度之間的性能，并以此模擬材料的長期性能時也是極為有用的。但是，如果超出該測試溫度范圍，則不能用它來推算。也可以將這些方法結合起來，以此來對推算值進行復檢。
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人們總是認為系統中所有的工作都是由IC來完成的，當然也包括相應的軟件。而類似于IC封裝、電路板、接插件、電纜以及其它的離散元器件等無源器件只會降低系統性能，擴大系統尺寸和增加系統成本。所以，系統中互連以及元器件的選擇和設計實際上就是將這些成分對系統造成的影響降到最低。因此大多數的IC 設計師通常將系統中不連接的所有部分(這通常是PCB設計師所涉及的內容)歸結為寄生成分這樣一個籠統的范疇。
選擇IC器件時，除了選擇合適的元器件以外，后續的電路板布局布線工作還要符合下列設計規則：
1. 受控阻抗的PCB線;
2.分支線上的信號延時小于最快信號上升時間的20%;
3. 不連續性時間延時小于最快信號上升時間的20%;
4.相鄰PCB線具有足夠的間距，確保信號串擾控制在可以接受的電平上;
5. 合理的PCB分層設計確保相鄰的電源和地平面層之間的介質很薄;
6.每一個信號線下面都有連續的信號返回路徑。
即便PCB的布局布線做得非常好，事情仍然沒有那么簡單。高性能系統中的每一個成分都需要優化，確保符合整個系統在成本、性能和開發進度等方面的要求。高性能的系統設計是一個環環相扣的鏈，每一個環節都必須符合要求，方能保證整個系統符合產品性能規范。
系統中的其它因素將如何影響系統性能?可能的問題通?？梢詺w結為兩種類型：時序問題和噪聲問題。信號完整性既包括時序問題也包括噪聲問題，然而噪聲問題更顯突出。
互連和元器件導致的信號完整性問題的四種類型：
1. 單根網絡的信號質量;
2. 兩根或者更多網絡之間的信號串擾;
3. 電源分布系統中的噪聲;
4. 系統中元器件對外的電磁輻射。
除非特別關注，并且項目一開始就著手考慮了這些問題，否則上述四種類型的問題就會出現在高速產品中。本文將探討接插件(也包括IC封裝)的設計和選擇中最難解決的問題：并發開關噪聲(simultaneously switchingnoise)，并且揭示并發開關噪聲對高性能系統中使用的接插件和封裝規格指標的影響。并發開關噪聲
對接插件和IC封裝來說，開關噪聲方面的高速性能要求是最難滿足的。開關噪聲屬于信號串擾，主要是由于接插件和IC封裝中相鄰環路(由信號與返回路徑構成)之間的互感導致的。要使開關噪聲幅度最小，必須確保相鄰的信號路徑環路之間的互感小于一個允許的最大值。
當信號通過連接器或者IC封裝傳播時，信號的波前(信號波形中跳變的成分)通過信號管腳構成一個電流環路，就會耦合并且返回到信號的返回管腳上。每一個信號和對應的返回路徑都可以構成一個相似的環路。在任何兩個信號及其返回路徑構成的環路之間都存在一個環路互感。
一個環路中的電流發生變化時，就會在另外一個靜止(信號電流沒有變化)的環路中感應出信號噪聲。而當多個變化的信號線并發開關時，通過互感耦合到靜止環路的噪聲就會互相累計，因此稱為“并發開關噪聲”。圖2所示為五個數據線并發開關時測量到的一個靜止信號線上的并發開關噪聲。在這個實例里，靜止信號線上的噪聲是由該靜止環路與所有五個變化的環路之間的互感而造成的。
采用簡單的模型可以很方便地估算出兩個信號環路之間允許的最大互感值。進一步討論如何計算實際接插件中相鄰環路之間的互感。
當信號通過接插件的一個管腳對時，在變化的信號通路上，信號的波前處會出現信號電流的突然變化。變化的電流會導致電壓噪聲并且感應到相鄰的靜止信號環路上，這種感應是由于兩個環路之間存在的互感引起的。這種靜止信號線上感應出來的噪聲稱之為開關噪聲，這是由于這種噪聲只有當電壓或者電流處于開關狀態時才會出現。
在靜止環路中感應出的電壓噪聲可以近似為：
選擇接插件或者IC封裝唯一可以影響的就是環路之間的互感，而環路中信號視在阻抗通常都在50歐姆左右，該阻抗值與上升時間及信號電壓一樣都是系統規范的一部分。
允許的開關噪聲幅度取決于噪聲分配。開關噪聲通常應該小于信號擺幅的5%到10%，當然噪聲的分配也取決于工程師的設計技巧，以及由誰來負責選擇接插件或者IC封裝。優秀的信號完整性工程師的談判代表非常清楚：要找到一個具有足夠低互感的接插件或封裝將是多么的困難，所以他會盡可能地爭取一個更寬松的互感指標，這樣做的結果勢必導致系統中其它部分的規格更加嚴格。
首先可以使用如下的值來開始這種估算：Vn/Va =5%，Za=50歐姆，t=0.5ns，由上述公式可計算出允許的最大互感值是1.2n
確定上述應用假設條件后，就相當于對接插件或封裝的信號路徑之間允許的互感值施加了約束條件。當然，在時間、成本費用以及產品風險之間權衡并且實施資源分配之前，優秀的設計工程師應該運用更加完善而全面的系統級仿真來考察究竟多大的互感可以確保設計成功，并且不會對系統造成過多的負擔。因此，上面的估算僅僅是一個最初的預期值
事實上，上述估算過高地估計了允許的互感值，這是因為假設靜止信號線上的噪聲僅僅是由一根相鄰的變化信號路徑的信號變化造成的。實際的情況下，通?？赡苡卸鄠€信號路徑并發變化，其中每一個開關的信號路徑都會對靜止信號線產生并發開關噪聲。根據接插件的設計，信號管腳之間實際允許的互感值通常只有上面估算值的一半到五分之一左右。
接插件管腳對之間或封裝引線對之間的互感值為1.2nH是不是太大?我們來看一個具體的實例，就會發現1.2nH實際上是一個很小的值，而對于實際的接插件或封裝需要做許多艱苦的工作才有可能減小該數值。
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